尿酸流量計(jì)的抗干擾措施及其效果分析
點(diǎn)擊次數(shù)：1889 發(fā)布時(shí)間：2020-08-13 09:43:07
尿酸流量計(jì)在外觀和組裝方式，還是在內(nèi)部結(jié)構(gòu)，都做了新的突破：棱角分明的外觀，快裝無焊接工藝，磁場分布更優(yōu)的合理化結(jié)構(gòu)。同時(shí)還引進(jìn)了噴鋅工藝，即使在苛刻的環(huán)境下，仍能長效地保護(hù)流量計(jì)的管體表面，表面防腐性能優(yōu)越，測量管內(nèi)無阻流部件，無壓損，直管段要求低。對漿液測量有獨(dú)特的適應(yīng)性
1、尿酸流量計(jì)的測量原理
由法拉*電磁感應(yīng)定律可知，當(dāng)導(dǎo)體在磁場中做切割磁力線運(yùn)動時(shí)，在導(dǎo)體兩端就產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。設(shè)在磁場強(qiáng)度為B的均勻磁場中放置一個(gè)垂直于磁場方向的直徑為D的管道，當(dāng)導(dǎo)電液體在管道中流動時(shí)，導(dǎo)電液體切割磁力線，就會在和磁場及流動方向垂直的方向產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。如果在管道截面上垂直于磁場的直徑兩端安裝一對電*，兩電*之間就會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。如管道內(nèi)流速v為軸對稱分布，不考慮感應(yīng)電動勢的正負(fù)可得：
其中，B為磁感應(yīng)強(qiáng)度，A為磁通量變化面積，D為導(dǎo)體長度，dl為被測介質(zhì)運(yùn)動的距離，v為被測介質(zhì)運(yùn)動的速度，U為感應(yīng)電動勢。
所測液體的體積流量為：
式（1）說明，導(dǎo)體在磁場內(nèi)作切割磁力線運(yùn)動，導(dǎo)體兩端產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢的大小與磁感應(yīng)強(qiáng)度B成正比，與導(dǎo)體的長度D成正比，與導(dǎo)體運(yùn)動的速度v成正比。由式（2）可知液體的體積流量與感應(yīng)電動勢成正比，這就是尿酸流量計(jì)的設(shè)計(jì)原理。
2、尿酸流量計(jì)中的干擾源分析
傳感器提供給轉(zhuǎn)換器的流量信號是電*間的電位差，即一種電壓信號。在實(shí)際測量中，由于電磁感應(yīng)、靜電感應(yīng)以及電化學(xué)電勢等原因，電*上所得到的電壓不僅僅是與流速成比例的電動勢，也包含各種各樣的干擾成分在內(nèi)。
*先尿酸流量計(jì)工作現(xiàn)場存在大量的工頻信號，耦合在激磁回路、電*、前端放大器的工頻干擾噪聲對流量測量的準(zhǔn)確性造成*大的影響。其次，在低頻矩形波激磁方式下，其干擾主要表現(xiàn)為由激磁電流突變產(chǎn)生的微分干擾信號，隨著電流的穩(wěn)定，干擾信號隨之消失；另外，由于電磁流量傳感器的“變壓器效應(yīng)”，會產(chǎn)生相位上與流量信號相差90°的正交干擾信號；此外，由于電磁屏蔽缺陷，接地不良，雜散電容等引起返回電流不平衡產(chǎn)生共模干擾，它可能導(dǎo)致電路某些參考電位變化，是造成尿酸流量計(jì)零點(diǎn)漂移的原因之一，同時(shí)產(chǎn)生高的輻射電場使電路的電磁兼容性惡化；串模干擾是由于印刷電路板設(shè)計(jì)電磁兼容性考慮不足造成的信號質(zhì)量下降，特別是高速走線和模擬電路易受到影響；還有就是電化學(xué)*化電動勢干擾，它是被測液體中電解質(zhì)在感應(yīng)電場作用下在電*表面*化產(chǎn)生，是尿酸流量計(jì)零點(diǎn)漂移的主要原因。
3、尿酸流量計(jì)的抗干擾措施及其效果分析
3.1高精度的激磁電路的設(shè)計(jì)
該系統(tǒng)采用6.25Hz的雙*性低頻矩形波激磁，這種激磁方式不僅可以克服直流激磁產(chǎn)生的電**化效應(yīng)，也可以克服工頻正弦波激磁產(chǎn)生的正交干擾影響。
以往的激磁電路的設(shè)計(jì)都是采用恒流源和可控開關(guān)電路組成。恒流源是由電壓基準(zhǔn)、比較放大、控制調(diào)整和采樣等部分組成的直流負(fù)反饋?zhàn)詣诱{(diào)節(jié)系統(tǒng)，常用的激磁電路就是用串聯(lián)調(diào)整型恒流電源盒控制開關(guān)組成的，如圖1。其中Vref是參考電壓，Rs是采樣電阻，Is為流過Rs的電流，就是所需的恒流，RL為電磁流量傳感器線圈，K1、K2、K3、K4為可控開關(guān)，以達(dá)到使線圈RL中流經(jīng)正負(fù)交換的電流，對傳感器激磁。
由理想運(yùn)算放大器“虛短”原理可知：
由此可知，要想獲得一個(gè)穩(wěn)定的輸出電流Is，*先，必須要提供一個(gè)高精度的基準(zhǔn)電壓和高精度采樣電阻。由于運(yùn)放在調(diào)整控制過程中的作用，運(yùn)放的增益直接影響輸出電流的精度，高增益和低漂移的運(yùn)放是必要的選擇。由于采樣電阻與負(fù)載串連，流過的電流通常比較大，因此局部溫度也會隨之上升，導(dǎo)致元器件溫度上升，恒流源的溫度穩(wěn)定性變壞，采樣電阻Rs隨溫度或其他環(huán)境參數(shù)的變化而改變，勢必影響Is的精度。其次，恒流電源的輸出電流全部流過調(diào)整管，因此調(diào)整管上的功耗也很大，必須選擇大功率的晶體管，然而大功率晶體管需要較大的基*驅(qū)動電流，以滿足對運(yùn)放有較高驅(qū)動能力的要求。再次，雙*型三*管的漏電流和電流放大系數(shù)對溫度比較敏感，溫度穩(wěn)定性較差。還有，電壓電流變換器使用的負(fù)反饋閉環(huán)控制，電流穩(wěn)定度與放大器放大倍數(shù)有直接關(guān)系，在大功率電源里基本上是倒數(shù)關(guān)系。運(yùn)放的溫度漂移和失調(diào)對電路的精度和溫度穩(wěn)定性有很大的影響。
為此，設(shè)計(jì)了一個(gè)新型的激磁電路，并將激勵(lì)電流反饋到A/D轉(zhuǎn)換器，以消除激勵(lì)電流不穩(wěn)定對A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果的影響，如圖2。
其中+24V是由220V的交流電通過變壓、整流、濾波之后，輸入可調(diào)集成穩(wěn)壓器LM317，通過高精度的滑動變阻器調(diào)節(jié)而得到的恒壓源。LM317保證1.5A輸出電流，典型線性調(diào)整率0.01%，典型負(fù)載調(diào)整率0.1%，80dB紋波抑制比，輸出短路保護(hù)，過流、過熱保護(hù)，調(diào)整管安全工作區(qū)保護(hù)。系統(tǒng)的微控制器采用ARM7芯片STR710，通過它的I/O端口控制圖2中的P2.8和P2.9，ARM7芯片STR710進(jìn)行控制，使端口P2輸出正負(fù)24V交變的矩形波，從而對傳感器激磁。另外，Vref（+）接該系統(tǒng)A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入端VREF（+）。
整個(gè)電路的工作過程為：當(dāng)P2.9為高電平時(shí)，Q1、Q2、Q3、Q4導(dǎo)通，此時(shí)Q5的基*電流為零，Q5截止，此時(shí)P2的端口2輸出+24V的電壓。此時(shí)P2.8為低電平，Q6、Q7、Q8、Q9，此時(shí)有電流流經(jīng)Q10基*，并使其基*和發(fā)射級導(dǎo)通，Q10的功能相當(dāng)于一個(gè)二*管的作用，此時(shí)P1端口沒有電壓輸出。那么，A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入端Vref（+）為：
其中，Vp2是P2端口輸出電壓幅值的絕對值，此處應(yīng)該是+24V。整個(gè)電路是對稱的，且R15=R20，當(dāng)P2.9為低電平，P2.8為高電平時(shí)，P2的端口2無電壓輸出，端口1輸出+24V的電壓，Vref（+）值不變，如此周而復(fù)始輸出頻率為6.25Hz的的雙*性矩形波。用Multisim仿真結(jié)果如圖3所示。
此外，把Vref（+）作為A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入，可以大大提高系統(tǒng)的溫度穩(wěn)定性。A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果可表示為：
其中，Vin為經(jīng)放大、濾波處理過的電壓信號，也是A/D轉(zhuǎn)換器的輸入信號，Vout為傳感器輸出的原始流量信號，K0為信號放大倍數(shù)。
由公式（1）可知：
通電螺線管線圈產(chǎn)生的磁場為：
其中，μ0為真空磁導(dǎo)率，N為傳感器線圈匝數(shù)，I為流過線圈的電流，l為線圈的長度。
由圖2可知：
把式（7）、（8）、（9）帶入式（6）可得：
由式（11）、（12）可知在保證R21精度的前提下，A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果只與液體的流速有關(guān)，不受電磁流量傳感器線圈電阻變化的影響。該電路通過MCU控制三*管的通斷得到激磁信號，三*管的為電流控制元件，該電路實(shí)現(xiàn)了小電流控制大電壓，三*管的功耗低，電路的響應(yīng)速度快，溫度穩(wěn)定性好，抗干擾能力強(qiáng)，對尿酸流量計(jì)整體精度的提高起到了決定性的作用。
3.2微分干擾和工頻干擾的消除
信號中往往同時(shí)存在微分干擾和工頻干擾信號，在信號處理電路中的低通濾波往往很難將工頻干擾完全濾出。本系統(tǒng)采用了同步采樣和工頻補(bǔ)償技術(shù)，以抑制流量信號電勢中混入工頻干擾和工頻電源頻率波動產(chǎn)生工頻干擾，并有效去除微分干擾。同步采樣技術(shù)，采樣開始時(shí)間滯后激磁信號1/4個(gè)周期，其采樣脈寬為工頻周期的偶數(shù)倍，消除微分干擾的同時(shí)使流量信號電勢中工頻干擾平均值等于零，以消除工頻干擾的影響；工頻電源的頻率波動補(bǔ)償是保證頻率的動態(tài)波動中，激磁電源和采樣脈沖得以同步調(diào)整，真正實(shí)現(xiàn)同步采樣技術(shù)和同步激磁技術(shù)，同步A/D轉(zhuǎn)換，降低了微分干擾和工頻干擾的影響。
3.3零點(diǎn)漂移消除
所謂零點(diǎn)漂移，就是當(dāng)傳感器的輸入信號為零時(shí)，放大器的輸出并不是零。零點(diǎn)漂移的信號會在各級放大的電路間傳遞，經(jīng)過多級放大后，在輸出端成為較大的信號，由于傳感器輸出的有用信號較弱，零點(diǎn)漂移就可能將有用信號淹沒，使電路無法正常工作。零點(diǎn)漂移可分為基線零點(diǎn)漂移和斜率零點(diǎn)漂移。對于零點(diǎn)漂移的抑制，該系統(tǒng)采用軟硬件相結(jié)合的措施。硬件電路方面，采用三運(yùn)放的差動電路輸入，實(shí)現(xiàn)對大內(nèi)阻的微弱信號采集，并有效抑制了共模信號的引入。一級放大電路之后采用隔直電容，濾除基線零點(diǎn)漂移，防止直流信號過大，超出A/D轉(zhuǎn)換的輸入范圍。
有時(shí)硬件的方法是不可能完全滿足系統(tǒng)的要求的，必須結(jié)合軟件的方法才能更好地達(dá)到系統(tǒng)的要求，也就是現(xiàn)在所說的軟件即是虛擬硬件。結(jié)合硬件采用軟件的方法簡單易行，可以很好消除采集數(shù)據(jù)中的零點(diǎn)漂移，并且其成本比用硬件的方法低，改進(jìn)軟件的算法可以方便實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)的改進(jìn)。對于該系統(tǒng)的零點(diǎn)漂移，采用“計(jì)算斜率法”和“正負(fù)差值法”相結(jié)合的方法可以很有效地消除基線零點(diǎn)漂移和斜率零點(diǎn)漂移對尿酸流量計(jì)精度的影響。
圖4為經(jīng)過信號處理和同步采樣后的信號，同時(shí)存在基線零點(diǎn)漂移和斜率零點(diǎn)漂移。斜率零點(diǎn)漂移則多見于積分系統(tǒng)，隨著時(shí)間的推移，積分器的零點(diǎn)可能會出現(xiàn)**間累加漂移。此外，外界的環(huán)境溫度的變化也是斜率零點(diǎn)漂移產(chǎn)生的重要原因。
鑒于斜率零點(diǎn)漂移產(chǎn)生的機(jī)理，可以在標(biāo)定的時(shí)候確定零點(diǎn)漂移的斜率K。也就是在管道液體靜止不動流量為零的時(shí)候?qū)敵鲂盘栠M(jìn)行采樣，設(shè)從時(shí)間t1進(jìn)行采樣，采樣歷時(shí)Δt，經(jīng)過一段時(shí)間后又從t2開始采樣，歷時(shí)Δt后采樣結(jié)束。分別得到兩組離散的信號x1到xn和x1到xn，分別除去*大值、*小值后對剩下（n-2）個(gè)值進(jìn)行平均，得：
那么斜率零點(diǎn)漂移的斜率為：
對于基線零點(diǎn)漂移，“正負(fù)差值法”是比較有效便捷的選擇，它不需要直接消除信號中的基線零點(diǎn)漂移，而是通過算法上去掉基線零點(diǎn)漂移對測量結(jié)果的影響。該系統(tǒng)中，激磁信號的頻率為6.25Hz，由于所測量的液體流速不會有明顯的突變，所以在信號的一個(gè)周期0.16s內(nèi)，可以采用一個(gè)波峰減去波谷的均值來表示此時(shí)的流量信號，也即如圖3中|y4-y1|其中y4是從nT+T/4到nT+T/2采樣結(jié)果的算術(shù)平均值，y1是從到（n+1）T進(jìn)行采樣結(jié)果的算術(shù)平均值。但是由于斜率零點(diǎn)漂移的存在，會出現(xiàn)如圖3中|y3-y2|的誤差，所以需要利用式（15）的結(jié)果對該誤差進(jìn)行修正，修正后的結(jié)果也就是此時(shí)管道中液體感應(yīng)出的電動勢為：
對于式（16）結(jié)果，去除了工頻干擾、微分干擾、零點(diǎn)漂移的影響，大大提高了尿酸流量計(jì)的測量精度。
3.4其他去除干擾的措施
對于由電磁流量傳感器的“變壓器效應(yīng)”所產(chǎn)生的正交干擾，采用“變送器調(diào)零法”來消除，這個(gè)方法既方便又實(shí)用。
軟件設(shè)計(jì)方面，采用了數(shù)字濾波技術(shù)，它能完成模擬濾波不能完成的功能，很容易剔出脈沖干擾，消除數(shù)字電路毛刺，提高A/D轉(zhuǎn)換的抗工頻干擾能力以及輸入微處理器數(shù)字的可靠性。此外，還采用了掉電保護(hù)技術(shù)，軟件指令冗余措施，軟件陷阱抗干擾方法以及看門狗技術(shù)，這些措施的采用有效地排除了智能尿酸流量計(jì)微處理器失控。
在PCB電路板制作上，采用數(shù)字地與模擬地分開走線并加粗，*后用0歐電阻單點(diǎn)相連。數(shù)字電源與模擬電源也分開供電，合理加裝了去藕電容，并協(xié)調(diào)好不同類型IC的點(diǎn)評匹配。數(shù)字信號和模擬信號分開走線，有效防止了并行走線產(chǎn)生寄生電容和共生電容。選擇高性能的抗干擾芯片，這是抗干擾技術(shù)重要環(huán)節(jié)。
在尿酸流量計(jì)的安裝方面，使傳感器的外殼應(yīng)接地，并且將流量調(diào)節(jié)閥門放在流量計(jì)的下游，垂直安裝（若水平安裝的流量計(jì)應(yīng)保證上游10倍直徑，下游5倍直徑的直管段），這樣達(dá)到整流的目的，從而減小了流速分布不均對測量精度的影響。減短信號傳送電纜，否則由電纜分布電容引起的負(fù)載效應(yīng)就會增大測量誤差，也增加了信號受到干擾的可能。
4、結(jié)束語
智能尿酸流量計(jì)多種抗干擾技術(shù)的采用，大大抑制和消除了干擾信號對有用信號的影響，增強(qiáng)了尿酸流量計(jì)的抗干擾能力，經(jīng)尿酸流量計(jì)制作樣機(jī)反復(fù)實(shí)驗(yàn)證明，測量精度可達(dá)到0.5%，提高了以往測量的精度和可靠性。
采用16位嵌入式微處理器，運(yùn)算速度快，精度高，可編程頻率低頻矩形波礪磁，提高了流量測量的穩(wěn)定性，功耗低，采用SMD器件和表面貼裝（SMT）技術(shù)，電路可靠性高，在現(xiàn)場可根據(jù)用戶實(shí)際需要在線修改量程，更好地與采集終端匹配，測量結(jié)果與流體壓力，溫度、密度、粘度等物理參數(shù)無關(guān)，高清晰度背光LCD顯示，全中文菜單操作，使用方便，操作簡單，易學(xué)易懂。
以往的尿酸流量計(jì)的設(shè)計(jì)很多還有待改進(jìn)，例如：激磁電路基本采用模擬式恒流源，功耗大的同時(shí)也引入了干擾，并且精確度不高；轉(zhuǎn)換器大多使用8位或16位的單片機(jī)，較為復(fù)雜的算法就難以實(shí)現(xiàn)或響應(yīng)時(shí)間過慢；抗干擾主要集中在硬件電路的設(shè)計(jì)等。本系統(tǒng)采用32位ARM處理器，提高數(shù)據(jù)處理能力和算法復(fù)雜度；并設(shè)計(jì)了低功耗的激磁電路，同時(shí)利用反饋原理消除激勵(lì)電流不穩(wěn)定對A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果的影響并在軟件算法和硬件電路方面提出了有效的消除零點(diǎn)漂移以及其他干擾的措施，使尿酸流量計(jì)測量精度更為提高。1、尿酸流量計(jì)的測量原理
由法拉*電磁感應(yīng)定律可知，當(dāng)導(dǎo)體在磁場中做切割磁力線運(yùn)動時(shí)，在導(dǎo)體兩端就產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。設(shè)在磁場強(qiáng)度為B的均勻磁場中放置一個(gè)垂直于磁場方向的直徑為D的管道，當(dāng)導(dǎo)電液體在管道中流動時(shí)，導(dǎo)電液體切割磁力線，就會在和磁場及流動方向垂直的方向產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。如果在管道截面上垂直于磁場的直徑兩端安裝一對電*，兩電*之間就會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。如管道內(nèi)流速v為軸對稱分布，不考慮感應(yīng)電動勢的正負(fù)可得：
其中，B為磁感應(yīng)強(qiáng)度，A為磁通量變化面積，D為導(dǎo)體長度，dl為被測介質(zhì)運(yùn)動的距離，v為被測介質(zhì)運(yùn)動的速度，U為感應(yīng)電動勢。
所測液體的體積流量為：
式（1）說明，導(dǎo)體在磁場內(nèi)作切割磁力線運(yùn)動，導(dǎo)體兩端產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢的大小與磁感應(yīng)強(qiáng)度B成正比，與導(dǎo)體的長度D成正比，與導(dǎo)體運(yùn)動的速度v成正比。由式（2）可知液體的體積流量與感應(yīng)電動勢成正比，這就是尿酸流量計(jì)的設(shè)計(jì)原理。
2、尿酸流量計(jì)中的干擾源分析
傳感器提供給轉(zhuǎn)換器的流量信號是電*間的電位差，即一種電壓信號。在實(shí)際測量中，由于電磁感應(yīng)、靜電感應(yīng)以及電化學(xué)電勢等原因，電*上所得到的電壓不僅僅是與流速成比例的電動勢，也包含各種各樣的干擾成分在內(nèi)。
*先尿酸流量計(jì)工作現(xiàn)場存在大量的工頻信號，耦合在激磁回路、電*、前端放大器的工頻干擾噪聲對流量測量的準(zhǔn)確性造成*大的影響。其次，在低頻矩形波激磁方式下，其干擾主要表現(xiàn)為由激磁電流突變產(chǎn)生的微分干擾信號，隨著電流的穩(wěn)定，干擾信號隨之消失；另外，由于電磁流量傳感器的“變壓器效應(yīng)”，會產(chǎn)生相位上與流量信號相差90°的正交干擾信號；此外，由于電磁屏蔽缺陷，接地不良，雜散電容等引起返回電流不平衡產(chǎn)生共模干擾，它可能導(dǎo)致電路某些參考電位變化，是造成尿酸流量計(jì)零點(diǎn)漂移的原因之一，同時(shí)產(chǎn)生高的輻射電場使電路的電磁兼容性惡化；串模干擾是由于印刷電路板設(shè)計(jì)電磁兼容性考慮不足造成的信號質(zhì)量下降，特別是高速走線和模擬電路易受到影響；還有就是電化學(xué)*化電動勢干擾，它是被測液體中電解質(zhì)在感應(yīng)電場作用下在電*表面*化產(chǎn)生，是尿酸流量計(jì)零點(diǎn)漂移的主要原因。
3、尿酸流量計(jì)的抗干擾措施及其效果分析
3.1高精度的激磁電路的設(shè)計(jì)
該系統(tǒng)采用6.25Hz的雙*性低頻矩形波激磁，這種激磁方式不僅可以克服直流激磁產(chǎn)生的電**化效應(yīng)，也可以克服工頻正弦波激磁產(chǎn)生的正交干擾影響。
以往的激磁電路的設(shè)計(jì)都是采用恒流源和可控開關(guān)電路組成。恒流源是由電壓基準(zhǔn)、比較放大、控制調(diào)整和采樣等部分組成的直流負(fù)反饋?zhàn)詣诱{(diào)節(jié)系統(tǒng)，常用的激磁電路就是用串聯(lián)調(diào)整型恒流電源盒控制開關(guān)組成的，如圖1。其中Vref是參考電壓，Rs是采樣電阻，Is為流過Rs的電流，就是所需的恒流，RL為電磁流量傳感器線圈，K1、K2、K3、K4為可控開關(guān)，以達(dá)到使線圈RL中流經(jīng)正負(fù)交換的電流，對傳感器激磁。
由理想運(yùn)算放大器“虛短”原理可知：
由此可知，要想獲得一個(gè)穩(wěn)定的輸出電流Is，*先，必須要提供一個(gè)高精度的基準(zhǔn)電壓和高精度采樣電阻。由于運(yùn)放在調(diào)整控制過程中的作用，運(yùn)放的增益直接影響輸出電流的精度，高增益和低漂移的運(yùn)放是必要的選擇。由于采樣電阻與負(fù)載串連，流過的電流通常比較大，因此局部溫度也會隨之上升，導(dǎo)致元器件溫度上升，恒流源的溫度穩(wěn)定性變壞，采樣電阻Rs隨溫度或其他環(huán)境參數(shù)的變化而改變，勢必影響Is的精度。其次，恒流電源的輸出電流全部流過調(diào)整管，因此調(diào)整管上的功耗也很大，必須選擇大功率的晶體管，然而大功率晶體管需要較大的基*驅(qū)動電流，以滿足對運(yùn)放有較高驅(qū)動能力的要求。再次，雙*型三*管的漏電流和電流放大系數(shù)對溫度比較敏感，溫度穩(wěn)定性較差。還有，電壓電流變換器使用的負(fù)反饋閉環(huán)控制，電流穩(wěn)定度與放大器放大倍數(shù)有直接關(guān)系，在大功率電源里基本上是倒數(shù)關(guān)系。運(yùn)放的溫度漂移和失調(diào)對電路的精度和溫度穩(wěn)定性有很大的影響。
為此，設(shè)計(jì)了一個(gè)新型的激磁電路，并將激勵(lì)電流反饋到A/D轉(zhuǎn)換器，以消除激勵(lì)電流不穩(wěn)定對A/D轉(zhuǎn)換結(jié)果的影響，如圖2。
其中+24V是由220V的交流電通過變壓、整流、濾波之后，輸入可調(diào)集成穩(wěn)壓器LM317，通過高精度的滑動變阻器調(diào)節(jié)而得到的恒壓源。LM317保證1.5A輸出電流，典型線性調(diào)整率0.01%，典型負(fù)載調(diào)整率0.1%，80dB紋波抑制比，輸出短路保護(hù)，過流、過熱保護(hù)，調(diào)整管安全工作區(qū)保護(hù)。系統(tǒng)的微控制器采用ARM7芯片STR710，通過它的I/O端口控制圖2中的P2.8和P2.9，ARM7芯片STR710進(jìn)行控制，使端口P2輸出正負(fù)24V交變的矩形波，從而對傳感器激磁。另外，Vref（+）接該系統(tǒng)A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入端VREF（+）。
整個(gè)電路的工作過程為：當(dāng)P2.9為高電平時(shí)，Q1、Q2、Q3、Q4導(dǎo)通，此時(shí)Q5的基*電流為零，Q5截止，此時(shí)P2的端口2輸出+24V的電壓。此時(shí)P2.8為低電平，Q6、Q7、Q8、Q9，此時(shí)有電流流經(jīng)Q10基*，并使其基*和發(fā)射級導(dǎo)通，Q10的功能相當(dāng)于一個(gè)二*管的作用，此時(shí)P1端口沒有電壓輸出。那么，A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入端Vref（+）為：
其中，Vp2是P2端口輸出電壓幅值的絕對值，此處應(yīng)該是+24V。整個(gè)電路是對稱的，且R15=R20，當(dāng)P2.9為低電平，P2.8為高電平時(shí)，P2的端口2無電壓輸出，端口1輸出+24V的電壓，Vref（+）值不變，如此周而復(fù)始輸出頻率為6.25Hz的的雙*性矩形波。用Multisim仿真結(jié)果如圖3所示。
此外，把Vref（+）作為A/D轉(zhuǎn)換器的參考輸入，可以大大提高系統(tǒng)的溫度穩(wěn)定性。A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果可表示為：
其中，Vin為經(jīng)放大、濾波處理過的電壓信號，也是A/D轉(zhuǎn)換器的輸入信號，Vout為傳感器輸出的原始流量信號，K0為信號放大倍數(shù)。
由公式（1）可知：
通電螺線管線圈產(chǎn)生的磁場為：
其中，μ0為真空磁導(dǎo)率，N為傳感器線圈匝數(shù)，I為流過線圈的電流，l為線圈的長度。
由圖2可知：
把式（7）、（8）、（9）帶入式（6）可得：
由式（11）、（12）可知在保證R21精度的前提下，A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果只與液體的流速有關(guān)，不受電磁流量傳感器線圈電阻變化的影響。該電路通過MCU控制三*管的通斷得到激磁信號，三*管的為電流控制元件，該電路實(shí)現(xiàn)了小電流控制大電壓，三*管的功耗低，電路的響應(yīng)速度快，溫度穩(wěn)定性好，抗干擾能力強(qiáng)，對尿酸流量計(jì)整體精度的提高起到了決定性的作用。
3.2微分干擾和工頻干擾的消除
信號中往往同時(shí)存在微分干擾和工頻干擾信號，在信號處理電路中的低通濾波往往很難將工頻干擾完全濾出。本系統(tǒng)采用了同步采樣和工頻補(bǔ)償技術(shù)，以抑制流量信號電勢中混入工頻干擾和工頻電源頻率波動產(chǎn)生工頻干擾，并有效去除微分干擾。同步采樣技術(shù)，采樣開始時(shí)間滯后激磁信號1/4個(gè)周期，其采樣脈寬為工頻周期的偶數(shù)倍，消除微分干擾的同時(shí)使流量信號電勢中工頻干擾平均值等于零，以消除工頻干擾的影響；工頻電源的頻率波動補(bǔ)償是保證頻率的動態(tài)波動中，激磁電源和采樣脈沖得以同步調(diào)整，真正實(shí)現(xiàn)同步采樣技術(shù)和同步激磁技術(shù)，同步A/D轉(zhuǎn)換，降低了微分干擾和工頻干擾的影響。
3.3零點(diǎn)漂移消除
所謂零點(diǎn)漂移，就是當(dāng)傳感器的輸入信號為零時(shí)，放大器的輸出并不是零。零點(diǎn)漂移的信號會在各級放大的電路間傳遞，經(jīng)過多級放大后，在輸出端成為較大的信號，由于傳感器輸出的有用信號較弱，零點(diǎn)漂移就可能將有用信號淹沒，使電路無法正常工作。零點(diǎn)漂移可分為基線零點(diǎn)漂移和斜率零點(diǎn)漂移。對于零點(diǎn)漂移的抑制，該系統(tǒng)采用軟硬件相結(jié)合的措施。硬件電路方面，采用三運(yùn)放的差動電路輸入，實(shí)現(xiàn)對大內(nèi)阻的微弱信號采集，并有效抑制了共模信號的引入。一級放大電路之后采用隔直電容，濾除基線零點(diǎn)漂移，防止直流信號過大，超出A/D轉(zhuǎn)換的輸入范圍。
有時(shí)硬件的方法是不可能完全滿足系統(tǒng)的要求的，必須結(jié)合軟件的方法才能更好地達(dá)到系統(tǒng)的要求，也就是現(xiàn)在所說的軟件即是虛擬硬件。結(jié)合硬件采用軟件的方法簡單易行，可以很好消除采集數(shù)據(jù)中的零點(diǎn)漂移，并且其成本比用硬件的方法低，改進(jìn)軟件的算法可以方便實(shí)現(xiàn)對系統(tǒng)的改進(jìn)。對于該系統(tǒng)的零點(diǎn)漂移，采用“計(jì)算斜率法”和“正負(fù)差值法”相結(jié)合的方法可以很有效地消除基線零點(diǎn)漂移和斜率零點(diǎn)漂移對尿酸流量計(jì)精度的影響。
圖4為經(jīng)過信號處理和同步采樣后的信號，同時(shí)存在基線零點(diǎn)漂移和斜率零點(diǎn)漂移。斜率零點(diǎn)漂移則多見于積分系統(tǒng)，隨著時(shí)間的推移，積分器的零點(diǎn)可能會出現(xiàn)**間累加漂移。此外，外界的環(huán)境溫度的變化也是斜率零點(diǎn)漂移產(chǎn)生的重要原因。
鑒于斜率零點(diǎn)漂移產(chǎn)生的機(jī)理，可以在標(biāo)定的時(shí)候確定零點(diǎn)漂移的斜率K。也就是在管道液體靜止不動流量為零的時(shí)候?qū)敵鲂盘栠M(jìn)行采樣，設(shè)從時(shí)間t1進(jìn)行采樣，采樣歷時(shí)Δt，經(jīng)過一段時(shí)間后又從t2開始采樣，歷時(shí)Δt后采樣結(jié)束。分別得到兩組離散的信號x1到xn和x1到xn，分別除去*大值、*小值后對剩下（n-2）個(gè)值進(jìn)行平均，得：
那么斜率零點(diǎn)漂移的斜率為：
對于基線零點(diǎn)漂移，“正負(fù)差值法”是比較有效便捷的選擇，它不需要直接消除信號中的基線零點(diǎn)漂移，而是通過算法上去掉基線零點(diǎn)漂移對測量結(jié)果的影響。該系統(tǒng)中，激磁信號的頻率為6.25Hz，由于所測量的液體流速不會有明顯的突變，所以在信號的一個(gè)周期0.16s內(nèi)，可以采用一個(gè)波峰減去波谷的均值來表示此時(shí)的流量信號，也即如圖3中|y4-y1|其中y4是從nT+T/4到nT+T/2采樣結(jié)果的算術(shù)平均值，y1是從到（n+1）T進(jìn)行采樣結(jié)果的算術(shù)平均值。但是由于斜率零點(diǎn)漂移的存在，會出現(xiàn)如圖3中|y3-y2|的誤差，所以需要利用式（15）的結(jié)果對該誤差進(jìn)行修正，修正后的結(jié)果也就是此時(shí)管道中液體感應(yīng)出的電動勢為：
對于式（16）結(jié)果，去除了工頻干擾、微分干擾、零點(diǎn)漂移的影響，大大提高了尿酸流量計(jì)的測量精度。
3.4其他去除干擾的措施
對于由電磁流量傳感器的“變壓器效應(yīng)”所產(chǎn)生的正交干擾，采用“變送器調(diào)零法”來消除，這個(gè)方法既方便又實(shí)用。
軟件設(shè)計(jì)方面，采用了數(shù)字濾波技術(shù)，它能完成模擬濾波不能完成的功能，很容易剔出脈沖干擾，消除數(shù)字電路毛刺，提高A/D轉(zhuǎn)換的抗工頻干擾能力以及輸入微處理器數(shù)字的可靠性。此外，還采用了掉電保護(hù)技術(shù)，軟件指令冗余措施，軟件陷阱抗干擾方法以及看門狗技術(shù)，這些措施的采用有效地排除了智能尿酸流量計(jì)微處理器失控。
在PCB電路板制作上，采用數(shù)字地與模擬地分開走線并加粗，*后用0歐電阻單點(diǎn)相連。數(shù)字電源與模擬電源也分開供電，合理加裝了去藕電容，并協(xié)調(diào)好不同類型IC的點(diǎn)評匹配。數(shù)字信號和模擬信號分開走線，有效防止了并行走線產(chǎn)生寄生電容和共生電容。選擇高性能的抗干擾芯片，這是抗干擾技術(shù)重要環(huán)節(jié)。
在尿酸流量計(jì)的安裝方面，使傳感器的外殼應(yīng)接地，并且將流量調(diào)節(jié)閥門放在流量計(jì)的下游，垂直安裝（若水平安裝的流量計(jì)應(yīng)保證上游10倍直徑，下游5倍直徑的直管段），這樣達(dá)到整流的目的，從而減小了流速分布不均對測量精度的影響。減短信號傳送電纜，否則由電纜分布電容引起的負(fù)載效應(yīng)就會增大測量誤差，也增加了信號受到干擾的可能。
4、結(jié)束語
智能尿酸流量計(jì)多種抗干擾技術(shù)的采用，大大抑制和消除了干擾信號對有用信號的影響，增強(qiáng)了尿酸流量計(jì)的抗干擾能力，經(jīng)尿酸流量計(jì)制作樣機(jī)反復(fù)實(shí)驗(yàn)證明，測量精度可達(dá)到0.5%，提高了以往測量的精度和可靠性。